Транскрипт
1 95 Лекция 0 ИМПУЛЬСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ План. Введение. Понижающие импульсные регуляторы 3. Повышающие импульсные регуляторы 4. Инвертирующий импульсный регулятор 5. Потери и КПД импульсных регуляторов 6. Выводы. Введение Источники вторичного электропитания, построенные по традиционной схеме (трансформатор, выпрямитель, сглаживающий фильтр и стабилизатор) просты в исполнении, имеют низкий уровень электромагнитного излучения. Однако они рассеивают значительную мощность, имеют большие массу и габариты. Большие габариты таких источников обусловлены тем, что питающее напряжение имеет низкую частоту 50 Гц. Это приводит к необходимости применения трансформаторов с большим сечением магнитопровода и использованию конденсаторов большой емкости в сглаживающих фильтрах. Эти недостатки характерны и для линейных стабилизаторов, рассмотренных в ходе предыдущей лекции. В частности, коэффициент полезного действия таких стабилизаторов часто не превышает 50%. Малые значения КПД линейных стабилизаторов обусловлены в первую очередь тем, что мощность, рассеиваемая на регулирующем транзисторе, оказывается достаточно большой, особенно при стабилизации малых напряжений. Значительно больший КПД обеспечивают схемы, в которых регулирующим элементом является коммутатор (ключ), который с определенным периодом повторения Т переключается из замкнутого состояния в разомкнутое и обратно. В качестве коммутаторов используют биполярные или МОП-транзисторы. Отношение времени открытого (замкнутого) состояния ключа к периоду повторения Т может регулироваться. Меняя это отношение, мы можем в широких пределах регулировать среднее значение напряжения на нагрузке. Такой способ регулирования называют широтно-импульсным (широтно-импульсная модуляция ШИМ). Последовательно с коммутатором включается фильтр нижних частот, сглаживающий пульсации выходного напряжения до допустимой величины. Такие схемы называют импульсными регуляторами.
2 96 Основными компонентами импульсных источников питания являются дроссели, конденсаторы, управляемые ключи и трансформаторы. Все перечисленные компоненты имеют малые потери, в идеале равные нулю. Если сопротивление ключа в замкнутом состоянии мало, то КПД импульсного источника может достигать 90% и более. Потери энергии в транзисторе, используемом в качестве коммутатора, происходят в основном на интервале переключения и определяются длительностью этого интервала. Поэтому чем лучше частотные свойства транзистора, тем выше КПД импульсного регулятора. Перечислим основные достоинства импульсных ИВЭП.. Высокий коэффициент полезного действия.. Малые масса и габариты. 3. Возможность получения выходного напряжения, превышающего входное (повышающие регуляторы). Импульсные источники вторичного электропитания позволили перейти от преобразования электрической энергии на низких частотах к работе на частотах в десятки и сотни килогерц. Это дало возможность значительно уменьшить размеры и массу трансформаторов и сглаживающих фильтров. Появление мощных высоковольтных транзисторов и материалов с малыми потерями для магнитопроводов высокочастотных трансформаторов дало возможность создания импульсных источников с бестрансформаторным входом. При выходной мощности 00 Вт такие источники могут иметь удельную мощность, превосходящую 00 Вт/дм, тогда как для традиционных ИВЭП этот показатель не превышает 0 Вт/дм. Укажем основные недостатки импульсных источников.. Напряжения и токи имеют импульсный характер. Это может привести к появлению высокочастотных помех в нагрузке и внешней сети. Для снижения уровня помех необходимо применение сглаживающих фильтров, тщательное экранирование и т.д.. Импульсный регулятор и схема управления коммутатором образуют систему с обратной связью. Необходимы специальные меры по обеспечению устойчивости регулятора. 3. Импульсные источники питания, в том числе и импульсные регуляторы, более дорогостоящи и требуют большего времени на разработку Схемы импульсных источников питания отличаются большим разнообразием принципов построения. Мы посвятим рассмотрению таких источников несколько лекций. Рассмотрим сначала основные схемы импульсных регуляторов.
3 97. Понижающий импульсный регулятор Схема понижающего регулятора показана на рис. 0.. Рис. 0. Регулирующим элементом является коммутатор, показанный на схеме в виде ключа. Дроссель и конденсатор C образуют сглаживающий фильтр. Частота переключений коммутатора должна быть большой для того, чтобы обеспечить малые пульсации выходного напряжения. Она может достигать сотен килогерц и единиц мегагерц. Увеличение частоты переключений позволяет значительно уменьшить массу и габариты сглаживающего фильтра. Рассмотрим электромагнитные процессы в схеме на рис. 0., которые происходят на интервале Т. Когда ключ замкнут, ток дросселя растет, и происходит накопление энергии в магнитном поле дросселя. Когда ключ разомкнут, ток дросселя замыкается через открытый диод VD. Энергия, накопленная в магнитном поле дросселя, расходуется на поддержание неизменного выходного напряжения. Рассмотрим, как изменяется ток дросселя в течение интервала переключения коммутатора Т. Будем считать, что емкость сглаживающего конденсатора очень велика, так что выходное напряжение постоянно. Режим работы схемы зависит от состояния ключа. Обозначим t и время, в течение которого ключ замкнут. Рассмотрим следующие интервалы времени.. Интервал 0 tи. Ключ замкнут. К диоду приложено обратное напряжение, и он закрыт. Приращение тока на этом интервале вх вых = t и i.. Интервал t и T. Ключ разомкнут. Диод открыт, и ток дросселя замыкается через диод и сопротивление нагрузки R н. Приращение тока (T t) вых и i =. Временные диаграммы напряжений и токов импульсного регулятора показаны на рис. 0..
4 98 Рис. 0. Поскольку коммутация происходит периодически, суммарное изменение тока на интервале времени T равно нулю: i = i T вх и вых + i = = Из этого соотношения следует, что выходное напряжение t 0.
5
99 t вых = и вх = D вх. (0.) T t Здесь D = и коэффициент заполнения импульсов. T Равенство (0.) называют регулировочной характеристикой импульсного регулятора. Таким образом, выходное напряжение импульсного регулятора пропорционально коэффициенту заполнения импульсов коммутатора. Поскольку D <, выходное напряжение всегда меньше входного. Поэтому такой регулятор называют понижающим. Величиной выходного напряжения можно управлять, изменяя коэффициент заполнения импульсов D. Такой процесс управления называется широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). Она широко применяется не только в импульсных источниках питания, но и в других устройствах. Формула (0.) справедлива, если ток i (t) на интервале 0 T не обращается в нуль. Такой режим называют режимом непрерывного тока. Если ток дросселя в течение какого-либо промежутка времени на интервале 0 T обращается в нуль, то имеет место режим прерывистого тока. Поскольку емкость конденсатора конечна, выходное напряжение будет пульсирующим. Определим, как влияют на амплитуду пульсаций значения индуктивности и емкости сглаживающего фильтра. При оценке величины пульсаций выходного напряжения для упрощения анализа примем, что индуктивность дросселя; ток дросселя при этом имеет форму прямоугольных импульсов (рис. 0.3). Среднее значение тока () I ср = D I. Рис. 0.3 Если емкость конденсатора достаточно велика, его сопротивление на частоте первой и высших гармоник значительно меньше сопротивления нагрузки: ωc 6
00 При этом можно считать, что переменная составляющая тока замыкается через конденсатор. Приближенные формы кривых напряжения u С (t) и тока i С (t) показаны на рис Приращение напряжения u С Рис. 0.4 DT DT () (D) DT u = I dt = D I dt = I. С C C ср 0 0 Из полученного выражения следует, что амплитуда пульсаций выходного напряжения не зависит от его среднего значения. Для уменьшения амплитуды пульсаций выходного напряжения необходимо, чтобы выполнялось условие C (D) DT I. u С Аналогичным образом можно показать, что амплитуда пульсаций тока уменьшается, если индуктивность дросселя (D) DT Н. i C 7
0 В установившемся режиме величина пульсаций тока не зависит от его среднего значения. 3. Повышающий импульсный регулятор Схема повышающего импульсного регулятора показана на рис Когда ключ замкнут, диод закрыт, и к дросселю приложено входное напряжение. Используя допущения, принятые в предыдущем параграфе, определим изменение тока дросселя на интервале 0 tи вх i = t и. (0.) После размыкания ключа диод откроется, и образуется последовательная цепь. Энергия, накопленная в дросселе, передается на выход схемы. При этом ток дросселя уменьшается. Изменение тока на интервале t и T ()(T t) вых вх и i =. (0.3) Рис. 0.5 Поскольку среднее значение тока остается неизменным, суммарное изменение тока на интервале T равно нулю: i + i = 0. Подставляя в последнее равенство формулы (0.) и (0.3), получим регулировочную характеристика схемы, показанной на рис. 0.5: = D вых вх. 8
0 При D > 0. 5 выходное напряжение превышает входное. Поэтому регулятор на рис. 0.5 называют повышающим. Величиной выходного напряжения можно управлять, изменяя коэффициент заполнения импульса D. Как и в понижающем преобразователе, амплитуда пульсаций тока в схеме на рис. 0.3 не зависит от его среднего значения. 4. Инвертирующий импульсный регулятор Схема инвертирующего регулятора изображена на рис Разобъем цикл преобразования на два такта. В течение первого такта, при замкнутом ключе ток циркулирует в контуре, образованном источником входного напряжения, ключом и дросселем. При этом в дросселе происходит запасание энергии. При размыкании ключа энергия, накопленная в дросселе, передается в конденсатор и сопротивление нагрузки. Рис. 0.6 Определим регулировочную характеристику схемы на рис Примем, что в течение каждого такта напряжение постоянно, а ток дросселя изменяется линейно. При замкнутом ключе вх i =. tи Здесь t и интервал, в течение которого ключ замкнут, i приращение тока на этом интервале. При разомкнутом ключе вых i =. T tи Здесь i изменение тока на интервале T tи. Среднее значение тока за цикл преобразования должно остаться неизменным. Поэтому суммарное изменение тока на интервале T i + i = 0. Регулировочная характеристика инвертирующего импульсного регулятора 9
03 D =. D вых вх 5. Потери и КПД импульсных регуляторов Ключ является одним из основных источников потерь в импульсных источниках питания. В зависимости от топологии преобразователя на ключ приходятся от 40 до 50 % общей суммы потерь. Кривые напряжения и тока в ключе понижающего импульсного преобразователя показаны на рис В качестве ключа используется МОП-транзистор. Рис. 0.7 Римской цифрой I обозначены интервалы времени, соответствующие замыканию и размыканию ключа. Цифрой II обозначен интервал, соответствующий замкнутому состоянию ключа. Как следует из рис. 0.7, основную часть потерь в ключе составляют потери на электропроводность и потери на переключение. Для уменьшения потерь на электропроводность стараются минимизировать напряжение на замкнутом ключе. Другим элементом, вносящим значительный вклад в общую сумму потерь, является диод. График тока диода на интервале коммутации показан на рис. 0.8. 10
04 Рис. 0.8 Основную долю потерь в диоде составляют потери на электропроводность и обратное восстановление. Потери, связанные с прохождением обратного тока через диод на интервале обратного восстановления, могут достигать значительной величины. Обратный ток диода может вызывать бросок тока в ключе, что приведет к дополнительным потерям. Для уменьшения потерь используют диоды Шоттки, имеющие меньшее прямое напряжение. Другой путь уменьшения потерь замена диода МОП-транзистором. Эффект от замены заключается в том, что сопротивление открытого канала МОП-транзистора очень мало. Управляющие импульсы на затворы МОПтранзисторов подаются так, что нижний транзистор открывается только после того, как полностью закроется верхний транзистор. Такое управление МОП-ключами имитирует работу диода и называется синхронным управлением. Определим приближенно потери в понижающем импульсном регуляторе, показанном на рис. 0.. Это даст возможность оценить влияние параметров регулятора на величину потерь КПД рассматриваемой схемы. Для упрощения выкладок примем следующие допущения.. Вольт-амперную характеристику ключа будем считать кусочно-линейной (рис. 0.9). В закрытом состоянии ток ключа равен нулю, а в открытом состоянии ключ имеет сопротивление, равное R вкл. Сопротивление ключа в открытом состоянии не зависит от тока через него. Рис. 0.9 Рис. 0.0 11
05. Вольт-амперную характеристику диода также будем считать кусочнолинейной (рис. 0.0). Величина 0 определяет пороговое напряжение, при котором появляется заметный ток диода. Сопротивление диода в открытом состоянии равно R D. 3. Примем, что индуктивность дросселя бесконечна. Это означает, что ток в ключе и диоде, когда они открыты, постоянный. Учитывая принятые допущения, определим потери в понижающем импульсном регуляторе. Они складываются из потерь на электропроводность и потерь на переключение. (D) + R I (D) R I P откр = Rкл DI н + I н 0 D н + др н. В последнем выражении I н ток нагрузки. Потери на переключение равны средней мощности, рассеиваемой в ключе за время его включения и выключения. Аналитическая оценка потерь на переключение связана с большими трудностями, поскольку кривые токов и напряжений при замыкании и размыкании ключа имеют сложную форму. Примем, что ток при замыкании и размыкании ключа изменяется линейно. При этом допущении потери на переключение, равные средней мощности, рассеиваемой в ключе, P пер = T t t 4 i dt + () вх н i dt = I t + t вх н вх н вкл выкл. t T t 3 T Полученные выражения показывают, что потери понижающего импульсного регулятора меньше, если коэффициент заполнения импульсов близок к единице. Аналогичным образом можно оценить потери в повышающем импульсном регуляторе. 6. Выводы. Источники вторичного электропитания, построенные по традиционной схеме (трансформатор, выпрямитель, сглаживающий фильтр и стабилизатор) рассеивают значительную мощность, имеют большие массу и габариты, малый КПД.. Значительно больший КПД обеспечивают импульсные источники, в которых регулирующим элементом является коммутатор (ключ), который переключается с определенным периодом повторения Т. 12
06 3. Основными компонентами импульсных источников питания являются элементы, имеющие малые потери дроссели, конденсаторы, управляемые ключи и трансформаторы. 4. Импульсные источники вторичного электропитания работают на частотах в десятки и сотни килогерц. Это дало возможность значительно уменьшить размеры и массу трансформаторов и сглаживающих фильтров. 105 Лекция 11 ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ГАЛЬВАНИЧЕСКИМ РАЗДЕЛЕНИЕМ ВХОДА И ВЫХОДА План 1. Введение. Прямоходовые преобразователи 3. Обратноходовой преобразователь 4. Синхронное выпрямление 5. Корректоры 5 Лекция 2 ИНВЕРТОРЫ План. Введение 2. Двухтактный инвертор 3. Мостовой инвертор 4. Способы формирования напряжения синусоидальной формы 5. Трехфазные инверторы 6. Выводы. Введение Инверторы устройства, 75 Лекция 8 ВЫПРЯМИТЕЛИ (ПРОДОЛЖЕНИЕ) План 1. Введение 2. Однополупериодный управляемый выпрямитель 3. Двухполупериодные управляемые выпрямители 4. Сглаживающие фильтры 5. Потери и КПД выпрямителей 6. Кастров М.Ю., Лукин А.В., Малышков Г.М. ТРАНЗИТ ЭНЕРГИИ КОММУТАЦИОННЫХ ПОТЕРЬ В НАГРУЗКУ Схемы, состоящие из пассивных и нелинейных элементов (LD) и позволяющие уменьшить коммутационные потери, часто называют Лекция 7 ВЫПРЯМИТЕЛИ План 1. Источники вторичного электропитания 2. Однополупериодный выпрямитель 3. Двухполупериодные выпрямители 4. Трехфазные выпрямители 67 1. Источники вторичного электропитания Источники 9. Импульсные источники питания. Широтно-импульсная модуляция. В современном мире техники с ее тенденцией к миниатюризации и экономичности импульсные источники питания получили широкое распространение Основы функционирования преобразовательной электронной техники Выпрямители и инверторы ВЫПРЯМИТЕЛИ НА ДИОДАХ Показатели выпрямленного напряжения во многом определяются как схемой выпрямления, так и используемыми 84 Лекция 9 СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ План 1. Введение 2. Параметрические стабилизаторы 3. Компенсационные стабилизаторы 4. Интегральные стабилизаторы напряжения 5. Выводы 1. Введение Для работы электронных 165 Лекция 17 ПОДАВЛЕНИЕ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ПОМЕХ План 1. Введение 2. Источники электромагнитных помех 3. Методы подавления электромагнитных помех 4. Выводы 1. Введение Импульсные источники вторичного электропитания Изобретение относится к электротехнике и предназначено для реализации мощных, дешевых и эффективных регулируемых транзисторных высокочастотных резонансных преобразователей напряжения различного применения, 63. Исследование однофазных выпрямителей Цель работы:. Изучение устройства и принципа работы однофазных выпрямителей. 2. Определение внешних характеристик выпрямителей. Требуемое оборудование: Модульный Лабораторная работа 5.3 ИССЛЕДОВАНИЕ ДВУХПОЛУПЕРИОДНОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ 5.3.1. Выпрямители Выпрямители служат для преобразования переменного напряжения питающей сети в постоянное. Основное назначение выпрямителя РАСЧЕТ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ 1.1. Состав и основные параметры выпрямителей Электрический (ВП) предназначен для преобразования переменного тока в постоянный. В общем случае схема ВП содержит трансформатор, вентили, Тема: Сглаживающие фильтры План 1. Пассивные сглаживающие фильтры 2. Активный сглаживающий фильтр Пассивные сглаживающие фильтры Активно-индуктивный (R-L) сглаживающий фильтр Он представляет собой катушку Тема 16. Выпрямители 1. Назначение и устройство выпрямителей Выпрямители это устройства, служащие для преобразования переменного тока в постоянный. На рис. 1 представлена структурная схема выпрямителя, Соловьев И.Н., Гранков И.Е. ИНВАРИАНТНЫЙ К НАГРУЗКЕ ИНВЕРТОР Актуальной, сегодня, является задача обеспечения работы инвертора с нагрузками различных типов. Работа инвертора с линейными нагрузками достаточно 15.4. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ Сглаживающие фильтры предназначены для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения. Их основным параметром является коэффициент сглаживания равный отношению коэффициента пульсаций
ÕÓ Â ÒıÂÏ ÒÚ ÚË ÂÒÍËı ÔappleÂÓ apple ÁÓ ÚÂÎÂÈ ÎÂÍÚappleË ÂÒÍÓÈ ÌÂapple ËË Ë Ëı Òapple ÌËÚÂÎ Ì È Ì ÎËÁ В статье предложены новые подходы к построению статических преобразователей, позволяющие повысить их Глава 6. ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ ТОКА, КАЧЕСТВО ВЫПРЯМЛЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ И ПУТИ ИХ УЛУЧШЕНИЯ Энергетические показатели выпрямителей это коэффициент полезного действия (КПД), коэффициент МУСКАТИНЬЕВ А. В., ПРОНИН П. И. ИНВЕРТОРНЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ ДЛЯ СВАРКИ Аннотация. В статье обсуждаются проблемы выбора силовой схемы для сварочного источника. Приводится описание электрической принципиальной ЦЕПИ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА ЛЕКЦИЯ 4 Цепи с взаимной индукцией. Рассмотрим два близко расположенных контура с числом витков w и w. На рисунке эти контуры условно покажем в виде одного витка. Ток, протекая в СБОРНИК НАУЧНЫХ ТРУДОВ НГТУ. - 2005. - 1. - 1-6 УДК 62-50:519.216 АНАЛИЗ И ВЫБОР ДЕМПФИРУЮЩИХ ЦЕПЕЙ ДЛЯ МОЩНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ В.С. ДАНИЛОВ, К.С. ЛУКЬЯНОВ, Е.А. МОИСЕЕВ В настоящее время широкое ТЕМА 7 Температурная стабилизация При повышении температуры окружающей среды ток транзистора увеличивается и его характеристики смещаются вверх (рис. 1). Рис.1 Эмиттерная стабилизация. Заключается в использовании Глава 10. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ 10.1. Классификация преобразователей постоянного напряжения Преобразователи постоянного напряжения (ППН) предназначены для преобразования постоянного напряжения Лекция 3 «Выпрямители переменного напряжения». Для преобразования переменного сетевого напряжения в постоянное используются схемы, называемые «выпрямителями». Для реализации функции выпрямления в подобных ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ НОВОСИБИРСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ Физический факультет Кафедра радиофизики Практикум по радиоэлектронике Импульсные источники питания Методические указания 6 Лекция 6. ПЕРЕХОДНЫЕ ПРОЦЕССЫ В ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ЦЕПЯХ. Введение.. Индуктивный и емкостный элементы. 3. Законы коммутации и начальные условия. 4. Заключение.. Введение До сих пор мы рассматривали цепи, Лабораторная работа 1 Источники вторичного питания Целью работы является исследование основных параметров источника вторичного питания электронной аппаратуры на базе однофазного двухполупериодного выпрямителя. Глава 17. ИСТОЧИКИ ТОРИЧОГО ЭЛЕКТРОПИТАИЯ 17.1. Общая характеристика и классификация источников вторичного электропитания Источники вторичного электропитания (ИЭП) преобразуют переменное или постоянное БЛОКИ ПИТАНИЯ БПС-3000-380/24В-100А-14 БПС-3000-380/48В-60А-14 БПС-3000-380/60В-50А-14 БПС-3000-380/110В-25А-14 БПС-3000-380/220В-15А-14 руководство по эксплуатации СОДЕРЖАНИЕ 1. Назначение... 3 2. Технические Переходные процессы «на ладони». Вам уже известны методы расчета цепи, находящейся в установившемся режиме, то есть в таком, когда токи, как и падения напряжений на отдельных элементах, неизменны во времени. ГЛАВА 7 Комбинированный импульсный стабилизатор напряжения со связью по входному напряжению. Функциональная и принципиальная схемы стабилизатора В главе 7 предложены функциональная схема комбинированного Лабораторная работа 2 Исследование преобразовательных устройств: инвертора,конвертора в программной среде моделирования электронных схем Electronics Workbench 5.12. Цель работы: Ознакомиться с работой Формирователь ШИМ-тока с постоянным размахом для питания светодиодов Суреш Харихаран (Suresh Hariharan) Оптимальное функционирование сверхъярких светодиодов обеспечивается при питании их от источника тока 5 Лекция ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ И ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ План Принцип работы генераторов C-генераторы гармонических колебаний Генераторы прямоугольных импульсов 4 Генераторы прямоугольных импульсов на специализированных Лекция 7 Тема: Специальные усилители 1.1 Усилители мощности (выходные каскады) Каскады усиления мощности обычно являются выходными (оконечными) каскадами, к которым подключается внешняя нагрузка, и предназначены 114 силовая электроника Параллельная работа импульсных повышающих преобразователей постоянного тока при наличии индуктивной связи дросселей Анатолий КОРШУНОВ Параллельная работа импульсных повышающих преобразователей 1 Лекции профессора Полевского В.И. Выпрямители синусоидального тока Вольтамперная характеристика электропреобразовательного диода На рис. 1.1. представлена вольтамперная характеристика (ВАХ) электропреобразовательного 6. ТРАНСФОРМАТОРЫ Трансформатором называется статический электромагнитный аппарат, служащий для преобразования электрической энергии переменного тока с одними параметрами в электрическую энергию с другими СБОРНИК НАУЧНЫХ ТРУДОВ НГТУ. 2006. 1(43). 147 152 УДК 62-50:519.216 ПОСТРОЕНИЕ ДЕМПФИРУЮЩИХ ЦЕПЕЙ ДЛЯ МОЩНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ Е.А. МОИСЕЕВ Приводятся практические рекомендации по выбору элементов 11.5. ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ НАПРЯЖЕНИЯ Линейно изменяющимся или пилообразн ы м напряжением называют электрические колебания (импульсы), содержащие участки, на которых напряжение изменяется практически МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования «УФИМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ АВИАЦИОННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ Введение РАЗДЕЛ I Общая электротехника Глава 1. Электрические цепи постоянного тока 1.1. Основные понятия электромагнитного поля 1.2. Пассивные элементы цепей и их характеристики 1.3. Активные элементы Лекция 5 ПАССИВНЫЕ КОМПОНЕНТЫ УСТРОЙСТВ ЭНЕРГЕТИЧЕСКОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ План 1. Введение 2. Общие свойства магнитных материалов 3. Магнитные материалы, используемые в преобразовательных устройствах 4. Трансформаторы 97 Лекция 9. БАЗОВЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ План. Элементы транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ).. Элементы КМОП-логики. 3. Основные параметры логических элементов. 4. Выводы.. Элементы транзисторно-транзисторной МПК H03F03/62 ДВУНАПРАВЛЕННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ ТОНАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ Изобретение относится к усилительным устройствам и может быть использовано в телефонной связи. Известен двунаправленный усилитель, содержащий инвертирующие ИССЛЕДОВАНИЕ КОРРЕКТОРОВ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ Игнатенко В.В. ПрЭ-1106. гр.361-3 Проблема коррекции коэффициента мощности Неэффективное использование электроэнергии, помехи в электросети, вызванные подключенными УДК 621.314.5 к.т.н. Саратовский Р.Н., Афанасьев А.М. (ДонГТУ, г. Алчевск, Украина) РЕЗОНАНСНЫЙ ИНВЕРТОР С КОМБИНИРОВАННОЙ СТРУКТУРОЙ Розглянуто схемну реалізацію резонансного інвертора з комбінованою Новые модули питания с широким (4:1) диапазоном входных напряжений Одной из важных проблем энергетической электроники является разработка вторичных источников электропитания (ИВЭП), работающих от сети 54 Лекция 5 ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ФУРЬЕ И СПЕКТРАЛЬНЫЙ МЕТОД АНАЛИЗА ЭЛЕКТРИЧЕ- СКИХ ЦЕПЕЙ План Спектры апериодических функций и преобразование Фурье Некоторые свойства преобразования Фурье 3 Спектральный метод Устройство и ремонт источников питания цифровых СТВ ресиверов Внимание! Данную копию использовать только в ознакомительных целях (после прочтения сжечь) Rip by Vasya Pupkin Источник питания является одним ОГЛАВЛЕНИЕ Введение 3 Глава 1. ПРИМЕНЕНИЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКИ ОСНОВНОЙ СПОСОБ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ПАРАМЕТРОВ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ 1.1. Предмет преобразовательной техники... 5 1.2.
«Электронный дроссель» Евгений Карпов В статье рассмотрены особенности работы электронного силового фильтра и возможность его использования в звуковоспроизводящей аппаратуре. Побудительным мотивом написания Интегрированные электроприводы переменного тока среднего напряжения Perfect Harmony: новый стандарт качества преобразования энергии 1. Электроприводы переменного тока среднего напряжения Данный класс 1 Лабораторная работа 17 Исследование работы диодных ограничителей Четырехполюсник, на выходе которого напряжение () остается практически неизменным и равным U 0, в то время как входное напряжение () может Лабораторная работа 1.3 Исследование энергетических характеристик выпрямительных устройств для питания телекоммуникационного оборудования 1. Цель работы 1.1 Определить наиболее эффективный преобразователь 1 S. CLEMENTE, B. PELLY, R.RUTTONSHA AN-939A УНИВЕРСАЛЬНЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ С ЧАСТОТОЙ 100 КГЦ НА ОДНОМ МОП ПТ Аннотация Мощные МОП ЛТ являются привлекательными кандидатами для использования в импульсных ОПРЕДЕЛЕНИЕ ВЕКТОРОВ СОСТОЯНИЯ В КВАЗИРЕЗОНАНСНОМ ИМПУЛЬСНОМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕ, ПЕРЕКЛЮЧАЕМОМ ПРИ НУЛЕВОМ НАПРЯЖЕНИИ ВП Войтенко, ЮА Денисов Черниговский государственный технологический университет Украина, 68 Лекция 7 ПЕРЕХОДНЫЕ ПРОЦЕССЫ В ЦЕПЯХ ПЕРВОГО ПОРЯДКА План 1 Переходные процессы в RC-цепях первого порядка 2 Переходные процессы в R-цепях первого порядка 3 Примеры расчета переходных процессов в цепях Карзов Б.Н., Кастров М.Ю., Малышков Г.М. ИМПУЛЬСНЫЕ СВОЙСТВАСХЕМ ДИОДНОГО ВКЛЮЧЕНИЯ МДП-ТРАНЗИСТОРОВ При выборе различных способов управления основными схемами диодных включений МДПтранзисторов, используемых ЛАБОРАТОРНАЯ РАБОТА 5 ИССЛЕДОВАНИЕ ИМПУЛЬСНОГО СТАБИЛИЗАТОРА ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ Цели работы: 1. Исследование схем и основных характеристик регуляторов и стабилизаторов постоянного напряжения с импульсным 10.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ Общие сведения. Электронный ключ это устройство, которое может находиться в одном из двух устойчивых состояний: замкнутом или разомкнутом. Переход из одного состояния в другое в НТЦ СИТ НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКИЙ ЦЕНТР СХЕМОТЕХНИКИ И ИНТЕГРАЛЬНЫХ ТЕХНОЛОГИЙ. РОССИЯ, БРЯНСК ШИМ-КОНТРОЛЛЕРЫ С РЕГУЛИРОВАНИЕМ ПО ТОКУ К1033ЕУ15хх К1033ЕУ16хх РЕКОМЕНДАЦИИ ПО ПРИМЕНЕНИЮ ОПИСАНИЕ РАБОТЫ Микросхема 1 Лекция ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ 1 Введение Выпрямительные устройства 3 Линейные стабилизаторы напряжения параметрического типа 4 Теоретическое обобщение по теме 1 Введение Все источники питания ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ СТАБИЛИЗИРОВАННЫЕ ИПС-300-220/24В-10А ИПС-300-220/48В-5А ИПС-300-220/60В-5А DC/DC-220/24B-10A (ИПС-300-220/24В-10А (DC/AC)/DC)) DC/DC-220/48B-5A (ИПС-300-220/48В-5А (DC/AC)/DC)) DC/DC-220/60B-5A Микросхема повышающего DC/DC конвертера (Функциональный аналог LT1937 ф. Linear Technology Corporation) Микросхема IZ1937 представляет собой повышающий DC/DC конвертер, разработанный специально для управления Линевич Э. И. [email protected] Приморский край, г. Артём Электромагнитный источник энергии (физические основы принципа действия) Предлагается генератор электрической энергии, который может быть использован Нижегородский государственный университет им. Н. И. Лобачевского Радиофизический факультет Кафедра радиоэлектроники Отчет по лабораторной работе: НЕЛИНЕЙНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ Выполнили: Проверил: Елена Морозова, Алексей Разин Блоки питания лазеров Краткий конспект лекций по дисциплине «Лазерная техника» Томск 202 Лекция Элементная база блоков питания и простейшие схемы на их основе Любой лазер ДИНАМИЧЕСКАЯ СИСТЕМА БЕСПЕРЕБОЙНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ (ДИБП) NO-BREAK KS Основные элементы, представленные на рисунке: 1. Дизельный двигатель. 2. Электромагнитная муфта сцепления. 3. Специальная бесщеточная Лабораторная работа 1 Выпрямитель переменного тока Цель: изучение работы однополупериодного и двухполупериодного выпрямителей и их характеристик. Выпрямителем называется устройство для преобразования напряжения Лабораторная работа 2 Исследование сглаживающего фильтра источника вторичного питания Целью работы является изучение методов снижения пульсаций выпрямленного напряжения источника вторичного питания электронной Создание материнских плат с увеличенным количеством фаз питания процессора постепенно становится своеобразным соревнованием между производителями материнских плат. К примеру, совсем недавно компания Gigabyte производила платы с 12-фазными источниками питания процессоров, но в ныне выпускаемых ею платах количество фаз выросло до 24. Но так ли уж необходимо использовать столь большое количество фаз питания и почему одни производители их постоянно увеличивают, пытаясь при этом аргументированно доказать, что чем больше, тем лучше, а другие довольствуются небольшим количеством фаз питания? Может быть, большое количество фаз питания процессора - это не более чем маркетинговый трюк, призванный привлечь внимание потребителей к своей продукции? В этой статье мы постараемся мотивированно ответить на этот вопрос, а также в деталях рассмотрим принципы работы многофазных импульсных источников питания процессоров и других элементов материнских плат (чипсетов, памяти и т.д.). Как известно, питание всех компонентов материнских плат (процессора, чипсета, модулей памяти и т.д.) осуществляется от блока питания, который подключается к специальному разъему на материнской плате. Напомним, что на любой современной материнской плате имеется 24-контактный ATX-разъем питания, а также дополнительный 4- (ATX12V) или 8-контактный (EPS12V) разъем питания. Все блоки питания генерируют постоянное напряжение номиналом ±12, ±5 и +3,3 В, однако понятно, что различные микросхемы материнских плат требуют постоянного напряжения иных номиналов (причем разные микросхемы требуют различного напряжения питания), а потому возникает задача преобразования и стабилизации постоянного напряжения, получаемого от источника питания, в постоянное напряжение, требуемое для питания определенной микросхемы материнской платы (преобразование DC-DC). Для этого в материнских платах используются соответствующие конверторы (преобразователи) напряжения, которые понижают номинальное напряжение источника питания до необходимого значения. Существует два типа конверторов постоянного напряжения DC-DC: линейный (аналоговый) и импульсный. Линейные конверторы напряжения на материнских платах сегодня уже не встречаются. В этих конверторах понижение напряжения производится за счет падения части напряжения на резистивных элементах и рассеивания части потребляемой мощности в виде тепла. Такие конверторы снабжались мощными радиаторами и сильно грелись. Однако с ростом мощности (а соответственно, и токов), потребляемой компонентами материнских плат, от линейных преобразователей напряжения были вынуждены отказаться, поскольку возникала проблема их охлаждения. Во всех современных материнских платах используются импульсные преобразователи постоянного напряжения, которые нагреваются гораздо меньше по сравнению с линейными. Понижающий импульсный преобразователь постоянного напряжения для питания процессора часто называют модулем VRM (Voltage Regulation Module - модуль регулирования напряжения) или VRD (Voltage Regulator Down - модуль понижения напряжения). Разница между VRM и VRD заключается в том, что модуль VRD расположен непосредственно на материнской плате, а VRM представляет собой внешний модуль, устанавливаемый в специальный слот на материнской плате. В настоящее время внешние VRM-модули практически не встречаются и все производители применяют VRD-модули. Однако само название VRM так прижилось, что стало общеупотребительным и теперь его используют даже для обозначения VRD-модулей. Импульсные регуляторы напряжения питания, применяемые для чипсета, памяти и других микросхем материнских плат, не имеют своего специфического названия, однако по принципу действия они ничем не отличаются от VRD. Разница заключается лишь в количестве фаз питания и выходном напряжении. Как известно, любой преобразователь напряжения характеризуется входным и выходным напряжением питания. Что касается выходного напряжения питания, то оно определяется конкретной микросхемой, для которой используется регулятор напряжения. А вот входное напряжение может быть либо 5, либо 12 В. Ранее (во времена процессоров Intel Pentium III) для импульсных регуляторов напряжения питания применялось входное напряжение 5 В, однако впоследствии производители материнских плат стали все чаще использовать входное напряжение 12 В, и в настоящее время на всех платах в качестве входного напряжения импульсных регуляторов напряжения применяется напряжение питания 12 В. Прежде чем переходить к рассмотрению многофазных импульсных регуляторов напряжения питания, рассмотрим принцип действия простейшего однофазного импульсного регулятора напряжения. Импульсный понижающий преобразователь напряжения питания содержит в своей основе PWM-контроллер (ШИМ-контроллер) - электронный ключ, который управляется PWM-контроллером и периодически подключает и отключает нагрузку к линии входного напряжения, а также индуктивно-емкостной LC-фильтр для сглаживания пульсаций выходного напряжения. PWM - это аббревиатура от Pulse Wide Modulation (широтно-импульсная модуляция, ШИМ). Принцип действия импульсного понижающего преобразователя напряжения следующий. PWM-контроллер создает последовательность управляющих импульсов напряжения. PWM-сигнал представляет собой последовательность прямоугольных импульсов напряжения, которые характеризуются амплитудой, частотой и скважностью (рис. 1). Рис. 1. PWM-сигнал и его основные характеристики Скважностью PWM-сигнала называют отношение промежутка времени, в течение которого сигнал имеет высокий уровень, к периоду PWM-сигнала: = /T
. Сигнал, формируемый PWM-контроллером, используется для управления электронным ключом, который периодически, с частотой PWM-сигнала, подключает и отключает нагрузку к линии питания 12 В. Амплитуда PWM-сигнала должна быть такой, чтобы с его помощью можно было управлять электронным ключом. Соответственно на выходе электронного ключа наблюдается последовательность прямоугольных импульсов с амплитудой 12 В и частотой следования, равной частоте PWM-импульсов. Из курса математики известно, что любой периодический сигнал может быть представлен в виде гармонического ряда (ряда Фурье). В частности, периодическая последовательность прямоугольных импульсов одинаковой длительности при представлении в виде ряда будет иметь постоянную составляющую, обратно пропорциональную скважности импульсов, то есть прямо пропорциональную их длительности. Пропустив полученные импульсы через фильтр низких частот (ФНЧ) с частотой среза, значительно меньшей, чем частота следования импульсов, эту постоянную составляющую можно легко выделить, получив стабильное постоянное напряжение. Поэтому импульсные преобразователи напряжения содержат также низкочастотный фильтр, сглаживающий (выпрямляющий) последовательность прямоугольных импульсов напряжения. Структурная блок-схема такого импульсного понижающего преобразователя напряжения показана на рис. 2. Рис. 2. Структурная блок-схема такого импульсного понижающего Ну а теперь рассмотрим элементы импульсного понижающего преобразователя напряжения питания более подробно. В качестве электронного ключа импульсных преобразователей напряжения питания компонентов материнских плат всегда используется пара полевых n-канальных МОП-транзисторов (MOSFET-транзисторы), соединенных таким образом, что сток одного транзистора подключен к линии питания 12 В, исток этого транзистора соединен с точкой выхода и стоком другого транзистора, а исток второго транзистора заземлен. Транзисторы этого электронного ключа (иногда он называется силовой ключ) работают таким образом, что один из транзисторов всегда находится в открытом состоянии, а другой - в закрытом. Для управления переключениями MOSFET-транзисторов управляющие сигналы подаются на затворы этих транзисторов. Управляющий сигнал PWM-контроллера используется для того, чтобы переключать MOSFET-транзисторы, однако этот сигнал подается не непосредственно на затворы транзисторов, а через специальную микросхему, называемую драйвером MOSFET-транзисторов или драйвером фазы питания. Данный драйвер управляет переключением MOSFET-транзисторов на частоте, задаваемой PWM-контроллером, подавая требуемые напряжения переключения на затворы транзисторов. Когда транзистор, подключенный к линии питания 12 В, открыт, второй транзистор, соединенный через свой сток с истоком первого транзистора, закрыт. В этом случае линия питания 12 В оказывается подключенной к нагрузке через сглаживающий фильтр. Когда транзистор, подключенный к линии питания 12 В, закрыт, второй транзистор открыт и линия питания 12 В оказывается отключенной от нагрузки, но нагрузка в этот момент соединена через сглаживающий фильтр с землей. Сглаживающий, или низкочастотный, фильтр представляет собой LC-фильтр, то есть индуктивность, включенную последовательно с нагрузкой, и емкость, включенную параллельно нагрузке (рис. 3). Рис. 3. Схема однофазного импульсного преобразователя напряжения Как известно из курса физики, если на вход такого LC-фильтра подать гармонический сигнал определенной частоты U вх (f)
, то напряжение на выходе фильтра U вых (f)
зависит от реактивных сопротивлений индуктивности (Z L = j2
fC)
и конденсатора Z c = 1/(j2
fC)
. Коэффициент передачи такого фильтра K(f) =
(U вых (f))/(U вх (f))
можно рассчитать, рассматривая делитель напряжения, образованный частотно-зависимыми сопротивлениями. Для ненагруженного фильтра получим: K(f) = Z c /(Z c + Z L)
= 1/(1 – (2
f) 2 LC)
Или, если ввести обозначение f0 = 2
/, то получим: K(f) = 1/(1 – (f/f0) 2)
Из данной формулы видно, что коэффициент передачи ненагруженного идеального LC-фильтра неограниченно растет с приближением к частоте f0
, а затем, при f>f 0
, убывает пропорционально 1/f 2
. На низких частотах (f Как уже отмечалось, сглаживание импульсов напряжения с помощью LC-фильтра необходимо, чтобы частота среза фильтра f 0 = 2
/ была значительно меньшей, чем частота следования импульсов напряжения. Данное условие позволяет подобрать необходимые емкость и индуктивность фильтра. Впрочем, отвлечемся от формул и попытаемся объяснить принцип действия фильтра на более простом языке. В тот момент, когда силовой ключ открыт (транзистор Т 1 открыт, транзистор Т 2 закрыт), энергия от входного источника передается в нагрузку через индуктивность L
, в котором при этом накапливается энергия. Ток, протекающий при этом по цепи, изменяется не мгновенно, а постепенно, поскольку возникающая в индуктивности ЭДС препятствует изменению тока. Одновременно с этим заряжается и конденсатор, установленный параллельно нагрузке. После того как силовой ключ закрывается (транзистор Т 1 закрыт, транзистор Т 2 открыт), ток от линии входного напряжения не поступает в индуктивность, но по законам физики возникающая ЭДС индукции поддерживает прежнее направление тока. То есть в этот период ток в нагрузку поступает от индуктивного элемента. Для того чтобы цепь замкнулась и ток пошел на сглаживающий конденсатор и в нагрузку, открывается транзистор T 2 , обеспечивая замкнутую цепь и протекание тока по пути индуктивность - емкость и нагрузка - транзистор T 2 - индуктивность. Как уже отмечалось, с помощью такого сглаживающего фильтра можно получить напряжение на нагрузке, пропорциональное скважности управляющих PWM-импульсов. Однако понятно, что при таком способе сглаживания выходное напряжение будет иметь пульсации напряжения питания относительного некоторого среднего значения (выходного напряжения) - рис. 4. Величина пульсаций напряжения на выходе зависит от частоты переключения транзисторов, значения емкости и индуктивности. Рис. 4. Пульсации напряжения после сглаживания LC-фильтром Как уже отмечалось, выходное напряжение зависит (при заданной нагрузке, частоте, индуктивности и емкости) от скважности PWM-импульсов. Поскольку ток через нагрузку динамически изменяется, возникает задача стабилизации выходного напряжения. Делается это следующим образом. PWM-контроллер, формирующий сигналы переключения транзисторов, связан с нагрузкой петлей обратной связи и постоянно отслеживает выходное напряжение на нагрузке. Внутри PWM-контроллера генерируется референсное напряжение питания, которое должно быть на нагрузке. PWM-контроллер постоянно сравнивает выходное напряжение с референсным, и если возникает рассогласование U
, то данный сигнал рассогласования используется для изменения (корректировки) скважности PWM-импульсов, то есть изменение скважности импульсов ~ U
. Таким образом реализуется стабилизация выходного напряжения. Естественно, возникает вопрос: каким образом PWM-контроллер узнает о требуемом напряжении питания? К примеру, если говорить о процессорах, то, как известно, напряжение питания разных моделей процессора может быть различным. Кроме того, даже для одного и того же процессора напряжение питания может динамически изменяться в зависимости от его текущей загрузки. О требуемом номинальном напряжении питания PWM-контроллер узнает по сигналу VID (Voltage Identifier). Для современных процессоров Intel Core i7, поддерживающих спецификацию питания VR 11.1, сигнал VID является 8-битным, а для устаревших процессоров, совместимых со спецификацией VR 10.0, сигнал VID был 6-битным. 8-битный сигнал VID (комбинация 0 и 1) позволяет задать 256 различных уровней напряжения процессора. Рассмотренная нами однофазная схема импульсного регулятора напряжения питания проста в исполнении, однако имеет ряд ограничений и недостатков. Если говорить об ограничении однофазного импульсного регулятора напряжения питания, то оно заключается в том, что и MOSFET-транзисторы, и индуктивности (дроссели), и емкости имеют ограничение по максимальном току, который через них можно пропускать. К примеру, для большинства MOSFET-транзисторов, которые используются в регуляторах напряжения материнских плат, ограничение по току составляет 30 A. В то же время сами процессоры при напряжении питания порядка 1 В и энергопотреблении свыше 100 Вт потребляют ток свыше 100 A. Понятно, что если при такой силе тока использовать однофазный регулятор напряжения питания, то его элементы просто «сгорят». Если говорить о недостатке однофазного импульсного регулятора напряжения питания, то он заключается в том, что выходное напряжение питания имеет пульсации, что крайне нежелательно. Для того чтобы преодолеть ограничения по току импульсных регуляторов напряжения, а также минимизировать пульсации выходного напряжения, используются многофазные импульсные регуляторы напряжения. В многофазных импульсных регуляторах напряжения каждая фаза образована драйвером управления переключениями MOSFET-транзисторов, парой самих MOSFET-транзисторов и сглаживающим LC-фильтром. При этом используется один многоканальный PWM-контроллер, к которому параллельно подключается несколько фаз питания (рис. 5). Рис. 5. Структурная схема многофазного импульсного регулятора напряжения питания Применение N-фазного регулятора напряжения питания позволяет распределить ток по всем фазам, а следовательно, ток, протекающий по каждой фазе, будет в N
раз меньше тока нагрузки (в частности, процессора). К примеру, если использовать 4-фазный регулятор напряжения питания процессора с ограничением по току в каждой фазе 30 A, то максимальный ток через процессор составит 120 A, чего вполне достаточно для большинства современных процессоров. Однако если используются процессоры с TDP 130 Вт или предполагается возможность разгона процессора, то желательно применять не 4-фазный, а 6-фазный импульсный регулятор напряжения питания процессора или же использовать в каждой фазе питания дроссели, конденсаторы и MOSFET-транзисторы, рассчитанные на больший ток. Для уменьшения пульсации выходного напряжения в многофазных регуляторах напряжения все фазы работают синхронно с временны
м сдвигом друг относительно друга. Если T - это период переключения MOSFET-транзисторов (период PWM-сигнала) и используется N
фаз, то временной сдвиг по каждой фазе составит T/N
(рис. 6). За синхронизацию PWM-сигналов по каждой фазе с временным сдвигом отвечает PWM-контроллер. Рис. 6. Временные сдвиги PWM-сигналов в многофазном регуляторе напряжения В результате того, что все фазы работают с временны
м сдвигом друг относительно друга, пульсации выходного напряжения и тока по каждой фазе также будут сдвинуты по временной оси друг относительно друга. Суммарный ток, проходящий по нагрузке, будет складываться из токов по каждой фазе, и пульсации результирующего тока окажутся меньше, чем пульсации тока по каждой фазе (рис. 7). Рис. 7. Ток по каждой фазе Итак, основное преимущество многофазных импульсных регуляторов напряжения питания заключается в том, что они позволяют, во-первых, преодолеть ограничение по току, а во-вторых, снизить пульсации выходного напряжения при той же емкости и индуктивности сглаживающего фильтра. Как мы уже отмечали, каждая фаза питания образована управляющим драйвером, двумя MOSFET-транзисторами, дросселем и конденсатором. При этом один PWM-контроллер одновременно управляет несколькими фазами питания. Конструктивно на материнских платах все компоненты фазы могут быть дискретными, то есть имеется отдельная микросхема драйвера, два отдельных MOSFET-транзистора, отдельный дроссель и емкость. Такой дискретный подход используется большинством производителей материнских плат (ASUS, Gigabyte, ECS, AsRock и т.д.). Однако есть и несколько иной подход, когда вместо применения отдельной микросхемы драйвера и двух MOSFET-транзисторов используется одна микросхема, объединяющая и силовые транзисторы, и драйвер. Данная технология была разработана компанией Intel и получила название DrMOS, которое буквально означает Driver + MOSFETs. Естественно, что при этом также применяются отдельные дроссели и конденсаторы, а для управления всеми фазами служит многоканальный PWM-контроллер. В настоящее время технология DrMOS используется только на материнских платах MSI. Говорить о преимуществах технологии DrMOS в сравнении с традиционным дискретным способом организации фаз питания довольно сложно. Здесь, скорее, все зависит от конкретной DrMOS-микросхемы и ее характеристик. К примеру, если говорить о новых платах MSI для процессоров семейства Intel Core i7, то в них применяется DrMOS-микросхема Renesas R2J20602 (рис. 8). Например, на плате MSI Eclipse Plus используется 6-фазный регулятор напряжения питания процессора (рис. 9) на базе 6-канального PWM-контроллера Intersil ISL6336A (рис. 10) и DrMOS-микросхем Renesas R2J20602. Рис. 8. DrMOS-микросхема Renesas R2J20602 Рис. 9. Шестифазный регулятор напряжения питания процессора Рис. 10. Шестиканальный PWM-контроллер DrMOS-микросхема Renesas R2J20602 поддерживает частоту переключения MOSFET-транзисторов до 2 МГц и отличается очень высоким КПД. При входном напряжении 12 В, выходном 1,3 В и частоте переключения 1 МГц ее КПД составляет 89%. Ограничение по току - 40 А. Понятно, что при шестифазной схеме питания процессора обеспечивается как минимум двукратный запас по току для DrMOS-микросхемы. При реальном значении тока в 25 А энергопотребление (выделяющееся в виде тепла) самой микросхемы DrMOS составляет всего 4,4 Вт. Также становится очевидным, что при использовании DrMOS-микросхем Renesas R2J20602 нет необходимости применять более шести фаз в регуляторах напряжения питания процессора. Компания Intel в своей материнской плате Intel DX58S0 на базе чипсета Intel X58 для процессоров Intel Core i7 также использует 6-фазный, но дискретный регулятор напряжения питания процессора. Для управления фазами питания применяется 6-канальный PWM-контроллер ADP4000 от компании On Semiconductor, а в качестве MOSFET-драйверов - микросхемы ADP3121 (рис. 11). PWM-контроллер ADP4000 поддерживает интерфейс PMBus (Power Manager Bus) и возможность программирования на работу в режиме 1, 2, 3, 4, 5 и 6 фаз с возможностью переключения числа фаз в режиме реального времени. Кроме того, с помощью интерфейса PMBus можно считывать текущие значения тока процессора, его напряжения и потребляемой мощности. Остается лишь сожалеть, что компания Intel не реализовала эти возможности чипа ADP4000 в утилите мониторинга состояния процессора. Рис. 11. Шестифазный регулятор напряжения питания процессора Отметим также, что в каждой фазе питания применяются силовые MOSFET-транзисторы NTMFS4834N компании On Semiconductor с ограничением по току в 130 A. Нетрудно догадаться, что при таких ограничениях по току сами по себе силовые транзисторы не являются узким местом фазы питания. В данном случае ограничение по току на фазу питания налагает дроссель. В рассматриваемой схеме регулятора напряжения используются дроссели PA2080.161NL компании PULSE с ограничением по току 40 A, но понятно, что даже при таком ограничении по току вполне достаточно шести фаз питания процессора и имеется большой запас для экстремального разгона процессора. Практически все производители материнских плат в настоящее время используют технологию динамического переключения числа фаз питания процессора (речь идет о платах для процессоров Intel). Собственно, данная технология отнюдь не нова и была разработана компанией Intel уже достаточно давно. Однако, как это часто бывает, появившись, данная технология оказалась невостребованной рынком и долгое время лежала в «запасниках». И только когда идея снижения энергопотребления компьютеров овладела умами разработчиков, вспомнили о динамическом переключении фаз питания процессора. Производители материнских плат пытаются выдать эту технологию за свою фирменную и придумывают ей различные названия. К примеру, у компании Gigabyte она называется Advanced Energy Saver (AES), у ASRock - Intelligent Energy Saver (IES), у ASUS - EPU, у MSI - Active Phase Switching (APS). Однако, несмотря на разнообразие названий, все эти технологии реализованы абсолютно одинаково и, конечно же, не являются фирменными. Более того, возможность переключения фаз питания процессора заложена в спецификацию Intel VR 11.1 и все PWM-контроллеры, совместимые со спецификацией VR 11.1, поддерживают ее. Собственно, у производителей материнских плат выбор здесь небольшой. Это либо PWM-контроллеры компании Intersil (например, 6-канальный PWM-контроллер Intersil ISL6336A), либо PWM-контроллеры компании On Semiconductor (например, 6-канальный PWM-контроллер ADP4000). Контроллеры других компаний применяются реже. Контроллеры и Intersil, и On Semiconductor, совместимые со спецификацией VR 11.1, поддерживают динамическое переключение фаз питания. Вопрос лишь в том, как производитель материнской платы использует возможности PWM-контроллера. Естественно, возникает вопрос: почему технологию динамического переключения фаз питания называют энергосберегающей и какова эффективность ее применения? Рассмотрим, к примеру, материнскую плату с 6-фазным регулятором напряжения питания процессора. Если процессор загружен несильно, а значит, потребляемый им ток невелик, вполне можно обойтись двумя фазами питания, а потребность в шести фазах возникает при сильной загрузке процессора, когда потребляемый им ток достигает максимального значения. Действительно, можно сделать так, чтобы количество задействованных фаз питания соответствовало потребляемому процессором току, то есть чтобы фазы питания динамически переключались в зависимости от загрузки процессора. Но не проще ли использовать все шесть фаз питания при любом токе процессора? Чтобы ответить на этот вопрос, нужно учесть, что любой регулятор напряжения сам потребляет часть преобразуемой им электроэнергии, которая выделяется в виде тепла. Поэтому одной из характеристик преобразователя напряжения является его КПД, или энергоэффективность, то есть отношение передаваемой мощности в нагрузку (в процессор) к потребляемой регулятором мощности, которая складывается из мощности, потребляемой нагрузкой, и мощности, потребляемой самим регулятором. Энергоэффективность регулятора напряжения зависит от текущего значения тока процессора (его загрузки) и количества задействованных фаз питания (рис. 12). Рис. 12. Зависимость энергоэффективности (КПД) регулятора напряжения Зависимость энергоэффективности регулятора напряжения от тока процессора при неизменном количестве фаз питания выглядит следующим образом. Первоначально, с ростом тока нагрузки (процессора), КПД регулятора напряжения линейно возрастает. Далее достигается максимальное значение КПД, а при дальнейшем увеличении тока нагрузки КПД постепенно уменьшается. Главное, что значение тока нагрузки, при котором достигается максимальное значение КПД, зависит от количества фаз питания, а следовательно, если использовать технологию динамического переключения фаз питания, то КПД регулятора напряжения питания всегда можно поддерживать на максимально высоком уровне. Сравнивая зависимости энергоэффективности регулятора напряжения от тока процессора для различного количества фаз питания, можно сделать вывод: при малом токе процессора (при незначительной загрузке процессора) более эффективно задействовать меньшее количество фаз питания. В этом случае меньше энергии будет потребляться самим регулятором напряжения и выделяться в виде тепла. При высоких значениях тока процессора использование малого количества фаз питания приводит к снижению энергоэффективности регулятора напряжения. Поэтому в данном случае оптимально применять большее количество фаз питания. С теоретической точки зрения использование технологии динамического переключения фаз питания процессора должно, во-первых, снизить общее энергопотребление системы, а во-вторых - тепловыделение на самом регуляторе напряжения питания. Причем, по заявлениям производителей материнских плат, данная технология позволяет снизить энергопотребление системы на целых 30%. Конечно же, 30% - это число, взятое с потолка. Реально технология динамического переключения фаз питания позволяет снизить суммарное энергопотребление системы не более чем на 3-5%. Дело в том, что данная технология позволяет экономить электроэнергию, потребляемую лишь самим регулятором напряжения питания. Однако основными потребителями электроэнергии в компьютере являются процессор, видеокарта, чипсет и память, и на фоне суммарного энергопотребления этих компонентов энергопотребление самого регулятора напряжения достаточно мало. А потому, как ни оптимизируй энергопотребление регулятора напряжения, добиться существенной экономии просто невозможно. На что только не идут производители материнских плат, дабы привлечь к своей продукции внимание покупателей и мотивированно доказать, что она лучше, чем у конкурентов! Одна из таких маркетинговых «фишек» - увеличение фаз питания регулятора напряжения питания процессора. Если раньше на топовых материнских платах применялись шестифазные регуляторы напряжения, то сейчас используют 10, 12, 16, 18 и даже 24 фазы. Действительно ли нужно так много фаз питания, или это не более чем маркетинговый трюк? Конечно, многофазные регуляторы напряжения питания имеют свои неоспоримые преимущества, но всему есть разумный предел. К примеру, как мы уже отмечали, большое количество фаз питания позволяет использовать в каждой фазе питания компоненты (MOSFET-транзисторы, дроссели и емкости), рассчитанные на низкий ток, которые, естественно, дешевле компонентов с высоким ограничением по току. Однако сейчас все производители материнских плат применяют твердотельные полимерные конденсаторы и дроссели с ферритовым сердечником, которые имеют ограничение по току не менее 40 A. MOSFET-транзисторы также имеют ограничение по току не ниже 40 A (а в последнее время наблюдается тенденция перехода на MOSFET-транзисторы с ограничением по току в 75 А). Понятно, что при таких ограничениях по току на каждой фазе волне достаточно применять шесть фаз питания. Такой регулятор напряжения теоретически способен обеспечить ток процессора более 200 А, а следовательно, энергопотребление более 200 Вт. Понятно, что даже в режиме экстремального разгона достичь таких значений тока и энергопотребления практически невозможно. Так зачем же производители делают регуляторы напряжения с 12 фазами и более, если питание процессора в любом режиме его работы способен обеспечить и шестифазный регулятор напряжения? Если сравнивать 6- и 12-фазный регуляторы напряжения, то теоретически при использовании технологии динамического переключения фаз питания энергоэффективность 12-фазного регулятора напряжения будет выше. Однако разница в энергоэффективности будет наблюдаться только при высоких токах процессора, которые на практике недостижимы. Но даже если и удается достичь столь высокого значения тока, при котором будет различаться энергоэффективность 6- и 12-фазного регуляторов напряжения, то эта разница будет столь мала, что ее можно не принимать в расчет. Поэтому для всех современных процессоров с энергопотреблением 130 Вт даже в режиме их экстремального разгона волне достаточно 6-фазного регулятора напряжения. Применение 12-фазного регулятора напряжения не дает никаких преимуществ даже при использовании технологии динамического переключения фаз питания. Зачем же производители начали делать 24-фазные регуляторы напряжения - остается только гадать. Здравого смысла в этом нет, видимо, они рассчитывают произвести впечатление на технически неграмотных пользователей, для которых «чем больше, тем лучше». Кстати, нелишне будет отметить, что сегодня не производится 12- и тем более 24-канальных PWM-контроллеров, управляющих фазами питания. Максимальное количество каналов в PWM-контроллерах равно шести. Следовательно, когда применяются регуляторы напряжения с количеством фаз более шести, производители вынуждены устанавливать несколько PWM-контроллеров, которые работают синхронно. Напомним, что управляющий PWM-сигнал в каждом канале имеет определенную задержку относительно PWM-сигнала в другом канале, но эти временные смещения сигналов реализуются в пределах одного контроллера. Получается, что при применении, к примеру, двух 6-канальных PWM-контроллеров для организации 12-фазного регулятора напряжения фазы питания, управляемые одним контроллером, попарно объединены с фазами питания, управляемыми другим контроллером. То есть первая фаза питания первого контроллера будет работать синхронно (без временного сдвига) с первой фазой питания второго контроллера. Динамически переключаться фазы будут, скорее всего, тоже попарно. В общем, получается не «честный» 12-фазный регулятор напряжения, а скорее гибридная версия 6-фазного регулятора с двумя каналами в каждой фазе. Рассмотрим принцип импульсного регулирования сопротивления роторной цепи асинхронного двигателя, обеспечивающего, в конечном итоге, регулирование скорости двигателя (рис. 2.1). Для уменьшения массогабаритных показателей добавочного сопротивления R доб (рис. 2.1, а) и упрощения схемы управления, R доб обычно включается в цепь выпрямленного тока ротора. Значение сопротивления цепи ротора изменяется импульсным методом с помощью коммутатора К, шунтирующего резистор R доб. При замкнутом ключе К коммутатора из цепи ротора выведено дополнительное сопротивление R доб, чему соответствует механическая характеристика 1 (рис. 2.1, б), близкая к естественной характеристике двигателя. Отличие характеристики 1 от естественной обусловлено наличием в роторной цепи собственного эквивалентного сопротивления неуправляемого выпрямителя UZ и сопротивления сглаживающего дросселя L (см. рис. 2.1, а). Если ключ К включать и отключать с определённой, достаточно высокой частотой f к = 1/T к, то выпрямленный ток (i dp), пропорциональный фазному току ротора (i 2), будет колебаться около некоторой средней величины (I dр), не достигая при этом своих установившихся значений (рис. 2.2). Амплитуда колебаний тока зависит от частоты коммутации (f к) и значения суммарной индуктивности выпрямленной цепи ротора (L d): чем больше частота и индуктивность, тем меньше амплитуда колебаний. В промышленных приводах частота коммутации устанавливается постоянной на уровне 200…500Гц. Значение индуктивности (L d)выбирается в зависимости от желаемого уровня пульсаций тока ротора (0,02…0,05) I dpн. Среднее значение выпрямленного тока ротора (I dp), которым определяется момент двигателя при данном скольжении, зависит от скважности (относительной продолжительности включения) процесса коммутации ключа К: Чем больше скважность, то есть чем больше время замкнутого состояния ключа К на периоде коммутации (Т к), тем больше среднее значение тока (I dp). Таким образом, периодически замыкая и размыкая ключ коммутатора с определённой частотой f к и регулируемой скважностью (ε), можно, если пренебречь пульсациями, плавно изменять сопротивление роторной цепи. Принципиальная схема силовой части асинхронного электропривода с импульсным регулированием выпрямленного тока ротора приведена на рис. 2.3. В цепи ротора двигателя включён неуправляемый выпрямитель UZ, собранный по трёхфазной мостовой схеме. Цепь выпрямленного тока ротора содержит дроссель L и добавочный резистор R доб, периодически шунтируемый тиристором VS1 тиристорного коммутатора. Работа тиристорного коммутатора происходит следующим образом. При подаче управляющего импульса на вспомогательный коммутирующий тиристор VS к, он открывается, и происходит заряд коммутирующего конденсатора С к выпрямленным током выпрямителя UZ полярностью (см. рис. 2.3). По окончании процесса заряда весь выпрямленный ток (i dp) протекает через резистор R доб. Тиристор VS к закрывается (напряжение между анодом и катодом его имеет отрицательную полярность). Если теперь подать управляющий импульс на тиристор VS1, то он откроется (полярность напряжения, прикладываемая к электродам «анод – катод», имеет положительный знак). Резистор R доб будет зашунтирован. Ток ротора из-за наличия индуктивности роторной цепи нарастает по экспоненциальному закону. Происходит колебательный перезаряд конденсатора С к через диод VD к и дроссель L к полярностью, показанной (см. рис. 2.3) в скобках. При повторном открывании VS к это напряжение прикладывается положительным потенциалом к катоду тиристора VS1, что приводит к его закрыванию. Выпрямленный ток ротора спадает по экспоненциальному закону. Происходит вновь колебательный перезаряд конденсатора С к через дроссель L к и диод VD1 полярностью, показанной (см. рис.2.3) без скобок. Далее цикл повторяется. Если э Открытому состоянию тиристора VS1 соответствует механическая характеристика 1 (см. рис. 2.1, б), закрытому – характеристика 4. Соотношение открытого и закрытого состояния определяет скважность процесса коммутации и вид механической характеристики. При постоянной скважности 0 < ε < 1 получается характеристики типа 2 или 3 (см. рис. 2.1, б), причём ε 2 > ε 3 . Среднее значение импульсного регулируемого сопротивления (R d) линейно зависит от скважности : R d = R доб ×(1 - ε) (2.1) и определяет среднее значение выпрямленного тока ротора: Здесь E do – среднее значение выпрямленной ЭДС ротора при его неподвижном состоянии; S –
скольжение; R э – эквивалентное сопротивление цепи выпрямленного тока ротора, которое определяется по формуле: где m – пульсность выпрямителя (для мостовой схемы m = 6); Х д – индуктивное сопротивление фазы двигателя, приведённое к цепи ротора; R д – активное сопротивление фазы двигателя. Индуктивное сопротивление фазы двигателя, приведённое к цепи ротора, определяется следующим образом: Х д = Х 2 + Х 1 ‘, Здесь Х 2 – индуктивное сопротивление фазы ротора; Х 1 ‘ = Х 1 /K е 2 – индуктивное сопротивление фазы статора, приведённое к ротору (K е – коэффициент трансформации двигателя). Активное сопротивление фазы двигателя равно: R д = R 2 + R 1 ‘, где R 2 – активное сопротивление фазы ротора; R 1 ‘ = R 1 /K е 2 – активное сопротивление фазы статора, приведённое к ротору. Сопротивление R доб выбирается исходя из обеспечения возможности регулирования скорости во всём диапазоне изменения нагрузок. В частности, его можно выбрать таким, чтобы начальный пусковой момент на характеристике 4 (см. рис. 2.1, б) был меньше момента холостого хода М хх. Если же в связи с особенностями производственного механизма (например, при активном моменте нагрузки) наличие «мёртвой зоны», где невозможно регулирование скорости (см. рис. 2.1,б, участок между характеристикой 4 и осью ординат), недопустимо, то последовательно с резистором R доб можно включить конденсатор С1, как это показано штриховой линией (см. рис. 2.3). При полном заряде конденсатора С1 и закрытом тиристоре VS1 ток в цепи ротора будет равен нулю, то есть граничная механическая характеристика будет совпадать с осью ординат, «мёртвая зона» будет отсутствовать. Параметры элементов, составляющих схему коммутатора (значения сопротивлений, индуктивностей, ёмкостей) определяются исходя из обеспечения качественного процесса коммутации. Выбор элементов производится после анализа электромагнитных переходных процессов в цепи ротора, который позволяет рассчитать максимальные значения напряжений и токов для всех элементов роторной цепи. Рассмотрим один из вариантов схемы управления тиристорным коммутатором (рис. 2.4). Она состоит из пяти основных узлов: генератора пилообразных импульсов, компаратора, детектора фронта, формирователя и узла токоограничения. Генератор пилообразного напряжения построен на трёх операционных усилителях А1, А2, А3 и вырабатывает напряжение U оп (рис. 2.5). Наклон кривой пилообразного напряжения определяется ёмкостью конденсатора С1 (см. рис. 2.4), сопротивлением R1 и значением напряжения (U п). Период колебаний генератора задаётся операционным усилителем А2 и значением прямого п Операционный усилитель А4 используется в качестве суммирующего усилителя сигнала задания и обратной связи. На усилителе А5 реализован компаратор, при напряжении U у, превышающем U оп на выходе А5, появляется импульс U а (см. рис. 2.5). Одновибраторы, реализованные на элементах D1, D2 и D5, D6, выполняют функцию детектора фронта и выдают положительные импульсы U в и U с при наступлении, соответственно, фронтов нарастания и спадания сигнала U а. Продолжительность импульсов может регулироваться в пределах 20…200 мкс, для обеспечения надёжного открытия тиристоров VS1 и VS к коммутатора сопротивлениями R13, R14 и конденсаторами С2, С3 (см. рис. 2.4). Импульсы U в и U с поступают на формирователи, выполненные на базе транзисторов Дарлингтона VT1,VT2 и VT3, VT4 и импульсных трансформаторов. На усилителе А6 и триггере D7 реализован узел токовой защиты, блокирующий поступление управляющих импульсов на тиристор VS1. Если в переходных режимах изменение напряжения управления (U у) происходит достаточно медленно по сравнению с периодом коммутации, то тиристорный коммутатор со схемой управления можно представить как безинерционное звено с ограничением. Входной величиной этого звена является управляющее воздействие (U у), выходной – скважность (e). Регулировочная характеристика коммутатора имеет вид (рис. 2.6). Коэффициент передачи звена может быть подсчитан по выражению: где U уmax – максимальное значение опорного пилообразного напряжения. Значение U у = U уmax соответствует e = 1. Если учесть дискретность управления системы управления коммутатором, передаточная функция коммутатора может быть описана выражением: W к (p) = K у , (2.5) где τ у – время чистого запаздывания, вносимое системой управления, τ у ~ T к /2. При работе с множеством различных технологий часто стоит вопрос: как управлять мощностью, которая доступна? Что делать, если её необходимо понизить или повысить? Ответом на эти вопросы служит ШИМ-регулятор. Что он собой представляет? Где применяется? И как самому собрать такой прибор? Без выяснения значения этого термина продолжать не имеет смысла. Итак, широтно-импульсная модуляция — это процесс управления мощностью, которая подводится к нагрузке, осуществляемая путём видоизменения скважности импульсов, которая делается при постоянной частоте. Существует несколько типов широтно-импульсной модуляции: 1. Аналоговый. 2. Цифровой. 3. Двоичный (двухуровневый). 4. Троичный (трехуровневый). Теперь, когда мы знаем, что такое широтно-импульсная модуляция, можно поговорить и о главной теме статьи. Используется ШИМ-регулятор для того, чтобы регулировать напряжение питания и для недопущения мощных инерционных нагрузок в авто- и мототехнике. Это может звучать слишком сложно и лучше всего пояснить на примере. Допустим, необходимо сделать, чтобы лампы освещения салона меняли свою яркость не сразу, а постепенно. Это же относится к габаритным огням, автомобильным фарам или вентиляторам. Воплотить такое желание можно путём установки транзисторного регулятора напряжения (параметрический или компенсационный). Но при большом токе на нём будет выделяться чрезвычайно большая мощность и потребуется установка дополнительных больших радиаторов или дополнение в виде системы принудительного охлаждения с использованием маленького вентилятора, снятого с компьютерного устройства. Как видите, данный путь влечёт за собой много последствий, которые необходимо будет преодолеть. Настоящим спасением из данной ситуации стал ШИМ-регулятор, который работает на мощных полевых силовых транзисторах. Они могут коммутировать большие токи (которые достигают 160 Ампер) при напряжении всего в 12-15В на затворе. Следует отметить, что сопротивление у открытого транзистора довольное мало, и благодаря этому можно заметно снизить уровень рассеиваемой мощности. Чтобы создать свой собственный ШИМ-регулятор, понадобится схема управления, которая сможет обеспечить разность напряжения между истоком и затвором в границах 12-15В. Если этого не получится достичь, то сопротивление канала будет сильно увеличиваться и значительно возрастёт рассеиваемая мощность. А это, в свою очередь, может привести к тому, что транзистор перегреется и выйдет из строя. Выпускается целый ряд микросхем для ШИМ-регуляторов, которые смогут выдержать повышение входного напряжения до уровня 25-30В, при том, что питание будет всего 7-14В. Это позволит включать выходной транзистор в схеме вместе с общим стоком. Это, в свою очередь, необходимо для подключения нагрузки с общим минусом. В качестве примеров можно привести такие образцы: L9610, L9611, U6080B ... U6084B. Большинство нагрузок не потребляет ток больше 10 ампер, поэтому они не могут вызвать просадку напряжения. И как результат - использовать можно и простые схемы без доработки в виде дополнительного узла, который будет повышать напряжение. И именно такие образцы ШИМ-регуляторов и будут рассмотрены в статье. Они могут быть построены на основе несимметрического или ждущего мультивибратора. Стоит поговорить про ШИМ-регулятор оборотов двигателя. Об этом далее. Эта схема ШИМ-регулятора собиралась на инверторах КМОП-микросхемы. Она является генератором прямоугольных импульсов, который действует на 2-х логических элементах. Благодаря диодам здесь отдельно изменяется постоянная времени разряда и заряда частотозадающего конденсатора. Это позволяет менять скважность, которую имеют выходные импульсы, и как результат - значение эффективного напряжения, которое есть на нагрузке. В данной схеме возможно использование любых инвертирующих КМОП-элементов, а также ИЛИ-НЕ и И. В качестве примеров подойдут К176ПУ2, К561ЛН1, К561ЛА7, К561ЛЕ5. Можно использовать и другие виды, но перед этим придётся хорошо подумать о том, как правильно сгруппировать их входы, чтобы они могли выполнять возложенный функционал. Преимущества схемы - доступность и простота элементов. Недостатки - сложность (практически невозможность) доработки и несовершенство относительно изменения диапазона выходного напряжения. Обладает лучшими характеристиками, нежели первый образец, но сложнее в выполнении. Может регулировать эффективное напряжение на нагрузке в диапазоне 0-12В, до которого изменяется с начального значения 8-12В. Максимальный ток зависит от типа полевого транзистора и может достигать значительных значений. Учитывая, что выходное напряжение является пропорциональным входному управляющему, данную схему можно использовать как часть системы регулирования (для поддержки уровня температуры). Чем привлекает автолюбителей ШИМ-регулятор? Следует отметить стремление к увеличению КПД, когда проводится построение вторичных для электронной аппаратуры. Благодаря данному свойству можно данную технологию найти также при изготовлении компьютерных мониторов, дисплеев в телефонах, ноутбуках, планшетах и подобной техники, а не только в автомобилях. Также следует отметить значительную дешевизну, которой отличается данная технология при своём использовании. Также, если решите не покупать, а собирать ШИМ-регулятор собственноручно, то можно сэкономить деньги при усовершенствовании своего собственного автомобиля. Что ж, вы теперь знаете, что собой представляет ШИМ-регулятор мощности, как он работает, и даже можете сами собрать подобные устройства. Поэтому, если есть желание поэкспериментировать с возможностями своего автомобиля, можно сказать по этому поводу только одно - делайте. Причем можете не просто воспользоваться представленными здесь схемами, но и существенно доработать их при наличии соответствующих знаний и опыта. Но даже если всё не получится с первого раза, то вы сможете получить очень ценную вещь - опыт. Кто знает, где он может в следующий раз пригодиться и насколько важным будет его наличие.
Немного истории
Принцип действия однофазного импульсного регулятора напряжения питания
Компоненты импульсного регулятора напряжения питания
преобразователя напряжения Электронный ключ и управляющий драйвер
Низкочастотный LC-фильтр
Стабилизация выходного напряжения и функции PWM-контроллера
Ограничения однофазного импульсного регулятора напряжения питания
Многофазные импульсные регуляторы напряжения
и результирующий ток нагрузки
в трехфазном регуляторе напряжения Дискретные многофазные схемы регуляторов напряжения и технология DrMOS
на базе 6-канального PWM-контроллера Intersil ISL6336A
и DrMOS-микросхем Renesas R2J20602 на плате MSI Eclipse Plus
Intersil ISL6336A
на базе PWM-контроллера ADP4000 и MOSFET-драйверов ADP3121
на плате Intel DX58S0 (показаны две фазы питания) Технология динамического переключения фаз
от тока процессора при различном количестве фаз питания Маркетинговые «фишки» производителей
лектропривод длительное время работает на полной скорости, когда тиристор VS1 открыт, то конденсатор С к должен достаточно долго сохранять свой заряд для последующего гашения тиристора VS1. Поскольку время сохранения полного заряда конденсатора ограничено, в коммутатор введена цепь подзаряда конденсатора. Подзаряд конденсатора осуществляется от дополнительного выпрямителя UZ к через цепь, образованную С к -VS1- L к — R к -UZ к. Резистором R к устанавливается требуемое значение зарядного тока.
адения напряжения на диоде VD2.Что такое широтно-импульсная модуляция?
Что такое ШИМ-регулятор?
Схема №1
Схема №2
Причины распространения
Заключение
